1. Работа транзистора при больших уровнях сигнала
1.1 Построение динамических характеристик
При больших уровнях сигнала рассмотренные выше методы исследо вания, относящиеся к линейным системам, оказываются неприемлемыми. Это объясняется нелинейными зависимостями между токами и напряже ниями, существующими в цепях усилительного элемента при больших сигналах.
Для расчета и исследования работы каскада при больших уровнях сигнала применяются: 1) графический метод и 2) приближенный аналитический метод.
Графический метод основан на использовании статических характе ристик усилительного элемента, представляющих собой эксперименталь но определенные нелинейные зависимости между токами и напряжениями в его цепях, относящиеся к режиму короткого замыкания (статический режим) и являющиеся типовыми (усредненными) для усилительного элемента данного типа. Построение динамических характеристик позволяет перейти к указанным зависимостям для заданных сопротивлений нагрузки и источников сигнала при определенных питающих напряжениях и способах их подведения (динамический режим работы). Графический метод по зволяет наглядно и наиболее точно: а) выбрать исходный режим работы усилительного элемента (исходную рабочую точку); б) определить вели чины, характеризующие режим работы при наличии сигнала (постоянные и переменные напряжения, токи и мощности в выходной и входной цепях каскада); в) определить величину нелинейных искажений.
Недостатками графического метода являются некоторая его громоздкость и затруднительность использования для выявления зависимостей между различными характеризующими динамический режим величинами. Кроме того, графический метод расчета возможен при наличии достаточно полных семейств выходных и входных статических характеристик транзистора.
Приближенный аналитический метод основан на идеализации (ли неаризации) статических характеристик усилительного элемента и нахож дении усредненных значений его параметров, которые в пределах исполь зуемого поля характеристик считаются постоянными величинами.
Из сказанного следует, что приближенный аналитический метод рас чета должен использоваться главным образом для установления общих и принципиальных зависимостей между расчетными величинами, в то время как для конкретных инженерных расчетов в ряде случаев целесообраз но применение графического метода.
Переходя к рассмотрению работы транзистора при больших уровнях сигнала, следует иметь в виду, что существуют три области поля характеристик транзистора:
1) активная область,
определяемая прямым смещением на эмиттер-
ном р-п - переходе и обратным смещением на коллекторном р-п -
переходе;
2) область отсечки,
определяемая обратным смещением на обоих р-п
- переходах;
3) область насыщения,
определяемая прямым смещением на обоих р-
п - переходах.
На рис. 1 приведено семейство выходных статических характеристик транзистора для включения ОЭ с указанием перечисленных областей поля характеристик.
Рис. 1. Выходные статические характеристики транзистора при включении ОЭ
Граница области отсечки 2 определяется начальным неуправляемым током I кн и практически соответствует запиранию транзистора. Область насыщения 3 характеризуется резкими искривлениями статических харак теристик, получаемыми при переходе к токам в направлении проводимо сти коллекторного p - n - перехода.
В режиме усиления может использоваться только активная
область 1, в пределах которой транзистор открыт, а между токами коллектора и базы существует зависимость, близкая к линейной.
Рассмотрение работы каскада при больших уровнях сигнала в целях упрощения проводится обычно для установившегося режима и некоторой достаточно низкой частоты, для которой параметры усилительных эле ментов можно считать вещественными величинами (например, f = 1 кГц).
Сопротивления нагрузки и источника сигналов предполагаются обычно активными, а влиянием реактивных элементов внешних цепей (индуктивность трансформатора, разделительные и блокировочные емкости) на частоте порядка 1 кГц при правильном выборе этих элементов можно пренебречь.
Для выполнения графического расчета режима необходимо на основе статических характеристик транзистора построить динамические характе ристики транзисторного каскада. Удобно начинать с построения выходной динамической характеристики i 2
= F ( u 2
), используя для этой цели семейст во выходных статических характеристик транзистора, поскольку, как это будет видно из дальнейшего изложения, при линейном сопротивлении на грузки эта динамическая характеристика представляет собой прямую линию. На основании выходной динамической характеристики и семейства входных статических характеристик транзистора строится входная дина мическая характеристика i 1
= F ( u 1
). На основании выходной и входной ди намических характеристик строится проходная динамическая характери стика i 2
= F ( u 1
), и, наконец, на основании этой характеристики в соответ ствии с сопротивлением источника сигналов - сквозная динамическая ха рактеристика i 2
= F (е ист
).
Выходная динамическая характеристика
Построение начнем с исходного режима. В этом случае напряжение сигнала отсутствует, а схема замещения выходной цепи соответствует рис. 2. Здесь Е к
- напряжение питания коллекторной цепи; R к0
- сопротивление нагрузки коллекторной цепи для постоянного тока; R вых
- вы ходное сопротивление транзистора.
Очевидно, что
Е к
= i к
R к0
+ u кэ
(1)
В уравнении (1) два неизвестных - i К
и u кэ
. Это объясняется тем, что u кэ
=
iR вых
, в то время как R вых
является нелинейным параметром, завися щим от положения рабочей точки на поле характеристик. Для определения этих неизвестных используем дополнительно графиче ски заданную зависимость i к
= F ( u кэ
), представляющую собой статическую характеристику транзистора для выбранного тока смещения базы I б0
(рис. 3). Уравнение (1) и зависимость i к
= F (и кэ
) будем разрешать совместно графически. Для этой цели представим уравнение (1) в виде
Рис. 3. Статическая характеристика транзистора для выбранного тока
смещения базы I б0
i к
= - кэ
+
из которого следует, что при R к0
= const ( сопротивление нагруз ки) оно является уравнением прямой, не проходящей через начало коорд инат.
Эту прямую удобно построить по двум следующим точкам:
а) точка i к
= 0, для которой u кэ
= Е к
;
б) точка u кэ
= 0, для которой i к
= .
Построив по этим точкам рассматриваемую прямую (прямая 1 на рис. 3), получаем искомое решение как точку ее пересечения со статической характеристикой i к
= F ( u кэ
), при u = I б0
(точка А на рис. 3). Эта точка со- этветствует исходному режиму транзистора при напряжении питания Е к
, сопротивлении нагрузки для постоянного тока К к
о, включенном непосред ственно в коллекторную цепь, и точку смещения базы I б
о.
Полученная прямая представляет собой выходную динамическую характеристику каскада по постоянному току, поскольку она построе на, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи по постоянному току. Указанная динамическая характеристика позволяет найти падение напряжения U R
0
, создаваемое током I к0
в сопротивлении R к0
. Действитель но, U R
о =
I к
о с tgφ 0
, где φ 0
- угол наклона динамической характеристики по угношению к отрицательному направлению оси абсцисс, который может быть определен как
φ 0
=arcctg(E к
: )= arcctgR к
0
. (2а)
Напряжение , приложенное в исходном режиме к выходным электродам транзистора, U кэ0
= Е к
– U R
0
=Е К
- I к0
R к0
. При R к0
= 0 (режим короткого за мыкания или статический режим) φ 0
= π/2. При R к0
=∞ (режим холостого сода) φ 0
= 0, и динамическая характеристика совпадает с отрицательным направлением оси абсцисс.
При конечных значениях R к0
угол наклона динамической характеристики 0 < φ 0
< π/2, причем φ 0
тем меньше, чем больше R к0
.
Построение выходной динамической характеристики для переменного тока производится, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи R к
~ для переменного тока, так что для этой характеристики
φ~ = агсс tgR к~
. (2б)
В некоторых случаях R к
~ = R к0
(точно или приближенно). В других случа ях R к
~ < R к0
(резистивный каскад) или R к~
> R к0
(трансформаторный кас кад).
Учитывая изменения тока базы, вызываемые напряжением сигнала и находя точки пересечения выходной динамической характеристики каска- та для переменного тока со статическими характеристиками транзистора при различных токах базы, можно получить действительные изменения соллекторного тока, происходящие под действием сигнала при заданных (начениях сопротивления R к
~, питающего напряжения Е к
и изменениях гока базы i б
.
Очевидно, что изменяясь, коллекторный ток I к
при i б
= i б0
должен про- содить через свое исходное значение I к0
. Следовательно, выходные дина мические характеристики по переменному и постоянному токам должны пересекаться в исходной рабочей точке А (рис. 3).
На рис. 3 прямая 2 представляет собой динамическую характеристику для переменного тока, относящуюся к случаю R к
~ < R к0
. Точки ее пере сечения со статическими характеристиками транзистора для различных ;значений i б
определяют изменения коллекторного тока в динамическом режиме.
Следует сказать, что величина углаφ ~, получаемая на диаграмме, за- шсит от масштабов, принятых в ней для тока ( m i
; мА/мм) и для напряже ния ( m u
В/мм), и действительная величина этого угла может быть найдена из выражения
φ ~
= arcctg ( к~
), (2в)
г де R к~
выражено в килоомах.
Входная динамическая характеристика
Входная динамическая характеристика представляет собой зависи мость входного тока от входного напряжения при наличии нагрузки в вы годной цепи каскада. Она строится на основе выходных статических ха рактеристик транзистора и выходной динамической характеристики каскада. Но так как обычно входные статические характеристики для различ ных значений u кэ
расположены весьма близко друг к другу, часто за вход ную динамическую характеристику принимают приближенно статиче скую характеристику (квазидинамическую) для некоторого значения u кэ
, отличающегося от нуля (например, для u кэ
= 5 В).
Входная характеристика применяется для графического определения постоянных и переменных напряжений, токов и мощностей, относящихся к входной цепи каскада, а также для определения его входного сопротив ления, На рис. 4 показано, как на основе выходной динамической харак теристики и входной квазидинамической характеристики (приблизительно соответствующей входной динамической) можно получить нужные для дальнейших расчетов параметры входной цепи.
 
Р и с . 4 Выходная динамическая (а) и входная квазидинамиче ская (б) характеристики для включения транзистора ОЭ
Проходная и сквозная динамические характеристики
Проходная характеристика представляет собой зависимость выходного тока от входного напряжения i К
= F ( u бэ
) при наличии нагрузки в выходной цепи и при равенстве нулю внутреннего сопротивления источника сигна лов R 1
|, т.е. при возбуждении каскада от идеального генератора ЭДС. Она может быть легко получена из входной динамической (квазидинамической) и выходной динамической характеристик (рис. 4 а и б).
Сквозная динамическая характеристика i к
= F (е ист
) отличается от про ходной тем, что изменения выходного тока определяются в ней по отношению к ЭДС источника сигналов, имеющего отличное от нуля внутрен нее сопротивление R 1
. Вследствие этого учитываются потери и искажения напряжения на входе транзистора, вызываемые конечной величиной и не линейностью его входного сопротивления при данном значении R 1
. Для получения сквозной динамической характеристики необходимо использо вать выходную и входную характеристики, учитывая, что е ист
= u бэ
+ i б
R 1
(рис. 4),
Сквозная динамическая характеристика применяется для определения вносимых каскадом нелинейных искажений.
2. Режимы работы транзистора
Рассмотрим возможные режимы работы транзистора при усилении симметричных сигналов. К симметричным сигналам относят такие, для которых равновероятны одинаковые отклонения напряжения или тока сигнала в обе стороны от его исходного значения. К таким сигналам, по мимо г армонических колебаний, относятся сигналы звуковых передач, телевизионных изображений и различных импульсных устройств с двухсторонними импульсами.
Наиболее естественным режимом для усиления симметричных сигна лов является режим А, сущность которого состоит в том, что исходная рабочая точка выбирается на середине линейного участка сквозной дина мической характеристики. Целесообразность такого выбора исходной рабочей точки при симметричных сигналах очевидна, т.к. при этом ограни чения линейного участка характеристики по максимуму и по минимуму наступают одновременно при наибольшей амплитуде напряжения сигна ла.
В транзисторном каскаде ограничением по минимуму является допус тимое наибольшее значение выходного тока при максимальной темпера туре или наименьшее значение напряжения, соответствующее переходу к области насыщения. Ограничением по минимуму является начало искрив ления (загиба) сквозной динамической характеристики в области малых токов.
Работа транзистора в режиме А для схемы ОЭ поясняется рис. 5.
Рис.5 Режим А
Здесь исходная смещающая ЭДС между базой и эмиттером Е бэ0
выбрана таким образом, что исходный коллекторный ток 1 к0
находится на середине используемого линейного участка характеристики ( I к0
= - ).
При синусоидальном изменении ЭДС источника сигналов с амплитудой Е бэ
m
коллекторный ток изменяется также синусоидально с амплитудой I к
m
. Режим А является наиболее универсальным режимом работы. Он применяется при симметричных сигналах в каскадах предварительного усиления, а также в предоконечных и оконечных каскадах при небольших мощностях усилителя (обычно до 0,5. .. 1 Вт). Основным преимуществом режиме! А является малая величина нелинейных искажений, обеспечивае мая наиболее простым способом, а именно использованием только линей ного участка характеристики. Недостатком режима А является малая величина КПД каскада, объясняемая большой постоянной составляющей выходного тока, которая даже при отсутствии сигнала на входе (в паузе) равна I к0
, что обуславливает значительную величину мощности, рассеи ваемой в транзисторе (Р к
). КПД каскада в общем виде (для любого режим работы) определяется как
η= (3)
где Р ~
= Р 2
- полезная мощность, выделяемая в нагрузке; Р о
- мощность, потребляемая от источника питания. Мощность, рассеиваемая в транзи сторе
Р к
= Р 0
-Р ~
. (4)
Из выражения (4) ясно, что наибольшая мощность выделяется на транзисторе, когда Р ~
= 0, т.е. при отсутствии сигнала на входе, т.к.
Ро = Е к
I к ср
, (5)
но в режиме А, как это видно из рис. 5, I к ср
= I к0
, а I к0
в режиме А, как указывалось ранее, имеет значительную величину.
Для повышения КПД каскада применяется режим В,
при котором исходная рабочая точка выбирается в начале сквозной динамической харак теристики, т.е. в точке I К
= I КН
, а смещающая ЭДС между базой и эмитте ром Е бз0
≈ 0 (рис. 6). При этом, если пренебречь ничтожно малым током I КН
, можно считать, что коллекторный ток проходит через транзистор только в течение одного полупериода, и поэтому угол отсечки в режиме θ В
= тс/2 (рис. 6).
Рис. 6. Режим В
Поэтому неискаженное воспроизведение симметричного сигнала при апе риодическом характере нагрузки возможно только при использовании двухтактной схемы оконечного каскада.
В режиме В коэффициент полезного действия (η) увеличивается, во- первых, за счет лучшего, по сравнению с режимом А, использования тран зистора по току ( I к
max
В
> I к
mA
), благодаря чему полезная мощность
P ~
= I к
max
U к
m
(6)
оказывается больше, чем Р ~
в режиме А, а, во-вторых, в паузе, т.е. при отсутствии сигнала на входе, от источника питания мощность не потребля ется практически вообще в соответствии с (5), т.к. I к0
= 0, а средний ток I в режиме В можно считать приблизительно равным I кт
max
/π. Мощность, потребляемая от источника питания Р о
при наличии сигнала на входе, опре деляется средним током и оказывается примерно равной Е К
I К
ср
.
Таким образом, в отношении энергетических показателей режим В имеет несомненные преимущества по сравнению с режимом А. Недостат ком режима В является большее искажение сигнала. Кроме того режиму В присущи специфические искажения типа «центральной отсечки», обусловленные тем, что транзисторы в плечах двухтактного оконечного кас када могут иметь не идентичные параметры (например, коэффициент уси ления по току β или начальный коллекторный ток), что нарушает строгую очередность работы транзисторов и приводит к некоторому запаздыванию коллекторного тока в плечах двухтактной схемы. Сказанное поясняется графиком на рис, 7.
Рис. 7. Искажения типа «центральной отсечки»
Для того, чтобы сохранить энергетические преимущества режима В и избежать искажений типа «центральной отсечки», используют режим АВ, при котором увеличивают ЭДС смещения Е бэ0
и рабочую точку (р.т.) вы водят на некий начальный участок сквозной характеристики, пропустив через транзистор в исходном режиме небольшой ток покоя I к0
. В этом слу чае вы модной ток проходит через транзистор более чем в течение полови ны периода, т.е. угол отсечки θ ав >
π/2 (рис. 8).
КПД в режиме АВ несколько меньше, чем в режиме В в силу того, что при отсутствии сигнала на входе (в паузе) от источника питания потреб ляется мощность Р 0
= I к0
Е к
. Мощность, потребляемая от источника пита ния при наличии сигнала на входе так же, как и в режиме В, определяется среднем током, выражение (5).
Рис. 8 Режим АВ
Рассмотренные режимы работы транзистора используются при непосредственном (прямом) усилении, то есть при усилении сигналов без их преобразования.
Литература
1. Вайсбурд Ф.И., Панаев Г.А., Савельев Б.Н. Электронные приборы и усилители. Учебник для техникумов. М.: Радио и связь, 1987.-472 с.: ил.
2. Бессчетнова Л.В.. Кузьмин В.И., Малинин С.И. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Письменные лекции.- СПб.: СЗТУ, 205-128с.
|
